WWW.KNIGA.SELUK.RU

БЕСПЛАТНАЯ ЭЛЕКТРОННАЯ БИБЛИОТЕКА - Книги, пособия, учебники, издания, публикации

 

Pages:     | 1 ||

«ИЗВЕСТИЯ ВЫСШИХ УЧЕБНЫХ ЗАВЕДЕНИЙ 1 РОССИИ РАДИОЭЛЕКТРОНИКА 2003 СОДЕРЖАНИЕ Электродинамика, микроволновая техника, Региональные секции редакционного антенны совета ...»

-- [ Страница 2 ] --

Совместное решение (4) и (5) позволяет найти max1, а значит, и 1. Найденные численными методами значения max1 при различном ограничении сигнала и при отношении индуктивностей Lн Lз = 1 и 0.2 приведены в виде графиков на рис. 2. Здесь штриховые линии соответствуют усилителю с идеальными активными элементами ===================================== Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. max1 возрастает, а значит, увеличивается длительность работы аналогового канала и степень защищенности сигнала от специфических пульсаций и помех, присущих режиму D.

Величина 1 зависит также и от постоянной времени цепи заряда. При увеличении последней ток заряда уменьшается, что приводит к уменьшению напряжения на Cп. Поэтому, подбирая соответствующие значения Lн Lз, можно влиять на напряжение питания первого канала.

При выводе формулы КПД рассматриваемого усилителя воспользуемся обозначениями, допущениями и формулами мощностей потерь в элементах его ключевого канала за период тактовой частоты, принятыми в [3]. В этом случае они могут быть выражены так:

PТ 2 = (1 + k ) iн rкр2tи Tп – мощность потерь в ключевых транзисторах обоих плеч;

• PТф = Eiн (1 + k ) iн 2 I н max + iн 8 I н max s Tп – потери, обусловленные фронтами импульса тока, протекающего через ключевые транзисторы ( s – постоянная времени крутизны транзистора для включения по схеме с общим эмиттером);

PD2 = (1 + k ) rD2 iн + (1 + k )U D02 iн (Tп tи ) Tп – мощность потерь на замыкающих диодах обоих плеч;

• Pс = (1 + k ) iн rкр с (Tп tи ) Tп – мощность потерь на стробирующих транзисторах обоих плеч ( rкр с – сопротивление насыщения стробирующего транзистора);

Pз = rзiн k 2 + U D0з iн k tи Tп – суммарная мощность потерь в элементах цепи заряда адаптивного источника ( VDз, Lз ).

===================================== Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. нием по формуле время работы ключевого канала при воспроизведении ограниченного речевого сигнала.

Тогда Мощность потерь, выделяющаяся в первом канале, может быть найдена как Последнее слагаемое не равно нулю только при max1 = 1.

Мощность, формируемая в нагрузке, может быть рассчитана как ===================================== Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. + PT2ф + PD2 + Pз + Pс, получим формулу расчета КПД усилителя:





Рассчитанные по ней значения КПД представлены на рис. 3. Из их анализа видно, что при увеличении степени ограничения энергетическая эффективность усилителя нарастает плавно. Например, при изменении а от 0 до типового значения, равного – 7 дБ, максимальное увеличение составляет не более 12%. Это объясняется одновременным изменением степени ограничения сигнала и величины 1, а значит, длительности работы аналогового канала и влиянием потерь в нем на общий КПД усилителя.

===================================== Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. Как указывалось, с изменением напряжения питания аналогового канала изменяется длительность его работы, а значит, и та часть сигнала, которая воспроизводится без специфических для ключевого канала особенностей. Найдем ее значение при различных значениях ограничения колебания, воспользовавшись для этого эргодичностью речи. Полуa max ченная расчетом по формуле W ( x ) = wр ( x ) dx нормированная длительность работы аналогового канала при различных значениях уровня ограничения колебания приведена на рис. 4. Из его рассмотрения видно, что для Lн Lз = 1 при изменении а от 0 до – 7 дБ длительность работы аналогового канала уменьшилась с 84.3 до 78.8%. В то же время аналогичный расчет для усилителей с фиксированным напряжением питания, имеющим то же значение относительной длительности работы аналогового канала, что и в адаптивном усилителе при a = 0, показывает, что с увеличением а до – 7 дБ длительность работы аналогового канала уменьшается до 66.7%. Следовательно, в усилителе с адаптивным питанием первого канала негативные факторы, характерные для режима D, проявляются слабее, что повышает качество воспроизводимого сигнала и снижает требования к экранировке усилителей. Все изложенное позволяет рассматривать такие усилители в качестве перспективных для использования в звуковещательных установках.

1. А. с. 1171976 СССР, МКИ Н03F 3/217. Усилитель мощности однополярного сигнала / Н. Б. Догадин, В. Н. Ногин. Опубл. 07.08.85. Бюл. № 29.

2. Догадин Н. Б. КПД усилителей с аналого-дискретным управлением мощностью потерь на активных элементах при усилении ограниченного речевого сигнала // Методы и устройства обработки сигналов в радиотехнических системах / ГПИ. Горький, 1987. С. 95–100.

3. Догадин Н. Б., Ногин В. Н. Исследование КПД усилителя смешанного режима с адаптивным промежуточным напряжением питания // Методы и устройства обработки сигналов в радиотехнических системах / ГПИ. Горький, 1988. C. 118–122.

V. F. Dmitrikov, N. B. Dogadin Saint-Petersburg state university of telecommunications named by Prof. M. A. Bonch-Bruevich Mixed Mode Amplifiers with the Adaptive Power Supply of the First Channel at the Limited Speech Signal Mixed mode amplifier with the adaptive power supply of the first channel is considered. Efficiency of such amplifier at the speech signal having a various degree of restriction of oscillations is researched. It is shown, that high profitability at considerable decrease of the negative factors, proper in mode D, is characteristic of such amplifier.





Sound frequencies capacity amplifiers, mixed mode amplifiers, amplifiers efficiency, speech signal statistic model.

Статья поступила в редакцию 25 октября 2002 г.

===================================== Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. УДК 621. Характеристики обнаружения и надежность синхронизации сигналов на фоне комбинированной помехи в асинхронных системах связи Рассмотрена задача обнаружения полезного сигнала с неизвестным временем прихода и оценки его временнго положения на фоне "белого" шума и взаимных помех от других станций. Выполнено математическое моделирование взаимной помехи, образованной потоком фазоманипулированных сигналов других пользователей. Найдены вероятности пропуска полезного сигнала и аномальных ошибок при синхронизации с учетом взаимных помех.

Обнаружение сигналов на интервале, оценка временнго положения сигнала, взаимные помехи Начальный этап работы системы мобильной связи с множественным доступом при вызове абонента приводит к задаче обнаружения сигнала с неизвестными параметрами (время прихода, сдвиг частот и другие) и оценки параметров этого сигнала. При этом полагается, что на входе приемной системы наряду с полезным сигналом и "белым" флуктуационным шумом присутствует ансамбль сигналов других мобильных и базовых станций. Вопросы синтеза устройств обработки на фоне флуктуационных и взаимных помех рассматривались в различных аспектах в ряде работ [1]–[3]. В них приведены некоторые приближенные оценки характеристик помехоустойчивости приема. Однако расчет вероятностных характеристик процедур обнаружения–оценки представляет собой сложную и нерешенную до конца задачу. Вместе с тем корректный расчет вероятностей ошибок принятия решения весьма важен для определения объема вычислений, производительности сигнальных процессоров, времени вхождения в синхронизм.

В данной статье решается задача обнаружения полезного сигнала c неизвестным временным положением и случайной начальной фазой на фоне "белого" гауссовского шума и потока мешающих сигналов. Поток случайного числа мешающих сигналов со случайными параметрами (амплитудой, фазой, временным положением) аппроксимируется коррелированным гауссовским шумом.

Модели сигнала и помех. На вход приемной системы в течение интервала [0, T ] поступает суммарный сигнал A, 0,, – его амплитуда, временне положение, начальная фаза и несущая частота соответственно; I, Q – нормированные амплитуды квадратурных компонент этого сигнала;

===================================== Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. ность n мешающих сигналов ( A i, i, t i, s i – случайные амплитуды, начальные фазы, временные положения и несущие частоты этих сигналов соответственно; u i, vi – нормированные амплитуды квадратурных компонент этих сигналов); (t ) – "белый" гауссовский шум со спектральной плотностью N 0 2.

У полезного сигнала S (t | A, 0, ) начальная фаза считается неизвестной, временне положение 0 также считается неизвестным и определенным внутри некоторого априорного интервала T 1, T2, содержащего много элементов разрешения по времени.

Аналитический вид псевдослучайных последовательностей полезного сигнала может быть задан следующим образом где F (t ) – форма элементарной посылки (чипа). В расчетах удобно применять модель эта форма стремится к прямоугольной. Автокорреляционная функция (АКФ) такого импульса имеет вид временнму положению. АКФ для сглаженного импульса в элементарных функциях не выражается. Исследования показали, что при k 5 АКФ сглаженного импульса хорошо аппроксимируется колокольной формой R( ) = exp 2 2. Ниже приведены значения параметра при разных k :

Вид АКФ псевдослучайных последовательностей связан с видом АКФ чипа и видом кодовой последовательности. Например, для квадратуры I (t ) ===================================== Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. где K – целая часть. В окрестности главного максимума RI ( ) R( ), где a j a j 1. 1 для "хороших" псевдослучайных последовательностей (ПСП) и при µ 1. Аналогичный вид имеют АКФ ПСП Q(t ).

Определим теперь спектрально-корреляционные свойства взаимной помехи (t ) при следующих предположениях: 1) случайные параметры различных сигналов статистически независимы между собой; 2) среднее число мешающих сигналов составляет N ; 3) временные задержки t i равномерно распределены внутри интервала наблюдения [0, T ] ;

4) распределение частотных расстроек, обусловленных, например доплеровским сдвигом частот мешающих станций, имеет вид w().

Корреляционная функция процесса (t ) может быть записана следующим образом где Pm – эквивалентная средняя мощность одного сигнала; (t1 t 2 ) = exp j i (t1 t 2 ) – характеристическая функция распределения w() ; n,, t – операция статистическоii го усреднения по параметрам n, i, ti. В случае "хороших" ПСП, для которых главный пик АКФ существенно превосходит побочные максимумы авто- и взаимных корреляционных функций, АКФ квадратурных компонент u i (t ), v i (t ) практически совпадают с АКФ элементарной посылки R(t1 t 2 ). Более точно структуру K (t1, t 2 ) можно определить только математическим моделированием, которое было реализовано при ряде допущений:

• В качестве сигналов пользователей использовались М-последовательности одинаковой длины (рассматривались только "пилот"-последовательности).

• Очевидно, что абоненты работают несинхронно, т. е. их "пилот-сигналы" сдвинуты друг относительно друга во времени. Задержка полезного сигнала ("пилот-сигнала" заданного пользователя) считается известной.

помехи на выходе приемника сигнала заданного пользователя проводились на интервале L, определяемом периодом М-последовательности данного пользователя.

– 2.25 – 1.5 – 0.75 0 0.75 1.5 n 103 работают в эфире некоторое время, т. е.

===================================== Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. Вид реализации взаимной помехи на выходе приемника сигнала данного пользователя, работающего при наличии десяти мешающих абонентов, представлен на рис. 1. Период М-последовательности составляет 2047 отсчетов.

В ходе статистического моделирования были рассчитаны некоторые статистические характеристики взаимной помехи – первые четыре момента распределения, гистограмма и АКФ результирующего процесса. Выяснено, что среднее значение стремится к нулю с ростом периода "пилот"-сигнала L и количества пользователей N. Подобным образом с увеличением L и N ведут себя коэффициенты асимметрии и эксцесса. Однако отмечена зависимость этих числовых характеристик от времени задержки сигнала каждого абонента. Кроме того, увеличение периода сигнала пользователя приводит к росту дисперсии взаимной помехи.

Центр эмпирического распределения в интервале, не превосходящем [ 2,2], ( 2 = Pm N ) удовлетворительно совпадает с нормальным законом. Расчеты показали, что у распределения имеется небольшой отрицательный коэффициент эксцесса. Это говорит о том, что вероятность достаточно больших выбросов у взаимной помехи меньше, чем у гауссовского случайного процесса.

На рис. 2 представлена корреляционная c функция реализации взаимной помехи с периодом "пилот"-сигнала, равным 127, для случая семи пользователей. Следует отметить, что здесь наряду с главным пиком на- 0. блюдаются два побочных пика с абсциссой, 0. модуль которой равен периоду М-последова- тельности.

Из результатов моделирования следует вывод: взаимную помеху от мешающих пользователей на выходе приемника, в общем случае, нельзя считать гауссовским случайным процессом. По-видимому, необходимо использовать аппроксимации в виде ряда Эджворта. Этот вывод касается такого класса двоичных кодов, как М-последовательности. Использование гауссовской аппроксимации распределения взаимной помехи позволяет получить верхнюю границу для вероятностей ошибочных решений при приеме сигнала.

Расчет характеристик. Рассмотрим структуру алгоритма обработки полезного сигнала с неизвестной начальной фазой и временным положением на фоне комбинированной помехи, состоящей из "белого" гауссовского шума и взаимной помехи (1). Поскольку статистика взаимной помехи точно неизвестна, применяют согласованную фильтрацию, которая является оптимальной при наличии только "белого" шума.

Тогда приемник полезного сигнала должен формировать статистику где ===================================== Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. Для расчета характеристик приемника подставим выражение для принятой реализации в соотношения для квадратур M c ( ) и M s ( ). Тогда где Шумовые составляющие N c ( ) и N s ( ) являются гауссовскими случайными процессами с нулевым средним значением и корреляционными функциями Квадратурные компоненты взаимной помехи на выходе приемника c ( ) и s ( ) также будем считать гауссовскими случайными процессами с нулевым средним значением и корреляционными функциями где – дисперсия взаимной помехи на выходе приемника, определяемая из (2) при 1 = 2 ; Rc ), Rs ) – квадратурные компоненты корреляционной функции отклика взаs ( s имной помехи на выходе приемника полезного сигнала s. Для нахождения характеристик приемника сигнала с неизвестным временным положением на фоне комбинированной помехи необходимо знать функции распределения абсолютных максимумов статистики M ( ) при наличии и при отсутствии полезного сигнала. Как видно из приведенных расчетов, наличие взаимной помехи приводит не только к увеличению уровня шума на выходе приемника, но и к изменению его корреляционной функции, а это, в свою очередь, ===================================== Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. влияет на характеристики выбросов. Используя методику расчета функций распределения помехи Fn (x ) и смеси сигнала с помехой Fsn (x ) из [4], можно записать где m – параметр, имеющий смысл числа интервалов корреляции комбинированной помехи на отношение полной энергии полезного сигнала к спектральной плотности белого шума; I 0 () – функция Бесселя нулевого порядка от мнимого аргумента).

Вероятности ложной тревоги и пропуска сигнала, соответственно, равны где h – порог, выбираемый из заданного критерия оптимальности, например из критерия Неймана–Пирсона. Надежность поиска характеризуется вероятностями нормальных ошибок P0 или аномальных ошибок Pа = 1 P0, где Pа – это вероятность оценить временне положение сигнала по шумовому выбросу, а не по главному пику АКФ полезного сигнала:

===================================== Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. На рис. 3 приведены вероятности пропуска полезного сигнала при значении m = для относительных уровней взаимной помехи: = 0, = 0.5, = 1, а на рис. 4 – зависимости вероятности аномальных ошибок Pа при аналогичных значениях m и.

Таким образом, исследована модель взаимной помехи, обусловленной работой группы абонентов с кодовым разделением каналов. Исследования показали, что в общем случае взаимная помеха имеет негауссовское распределение с небольшим отрицательным коэффициентом эксцесса. Некоторые реализации взаимной помехи обладают небольшим положительным коэффициентом асимметрии. Выполнен синтез приемника полезного сигнала на фоне комбинированной помехи и найдены характеристики обнаружения и надежности временнй синхронизации в зависимости от относительного уровня взаимной помехи, величины интервала поиска временнго положения сигнала. Исследованы характеристики алгоритма: вероятности пропуска полезного сигнала и вероятности аномальных ошибок при оценке временнго положения полезного сигнала. Показано, что наличие взаимной помехи изменяет не только дисперсию случайного процесса на выходе приемника, но и его корреляционную функцию, что приводит к изменению среднего числа выбросов.

Автор выражает свою благодарность С. В. Сохнышеву за помощь в проведении моделирования.

1. Варакин Л. Е. Системы связи с шумоподобными сигналами. М.: Радио и связь, 1985. 384 с.

2. Куликов Е. И., Радченко Ю. С., Трифонов А. П Характеристики приемника максимального правдоподобия при наличии квазидетерминированной помехи // Изв. вузов. Радиоэлектроника. 1978. № 9. С. 3–9.

3. Многопользовательское детектирование в системах связи CDMA / А. В. Гармонов, Е. В. Гончаров, В. Б. Манелис, А. Э. Жданов // Цифровая обработка сигналов и ее применения: 2-я Междунар. конф., Москва, 1999. / МЦНТИ, М., 1999. Т. 1. С. 6–11.

4. Теория обнаружения сигналов / П. С. Акимов, П. А. Бакут, В. А. Богданович и др. / Под ред. П. А. Бакута. М.: Радио и связь, 1984. 440 с.

Y. S. Radchenko Voronezh state university Signal Detection Characteristics and Synchronization Reliability on a Background of Combined Interference In Asynchronous Communication Systems The task of detection of a useful signal with an unknown arrival time and its temporary standing estimation on a background of a white noise and interference from other servers is surveyed. The mathematical modeling of an interference derivated by stream of phase-shift keyed signals from other users is fulfilled. The probabilities of useful signal skip and abnormal errors at synchronization with interference allowance are Signal detection at an interval, estimation of a signal temporary standing, interference Статья поступила в редакцию 20 декабря 2002 г.

===================================== Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. УДК 621.362: 537. Приближенный расчет системы термостабилизации проточного типа для элементов радиоэлектронной аппаратуры, основанной на применении рабочих веществ со стабильной температурой плавления Рассматривается приближенная расчетная модель системы термостабилизации проточного типа для радиоэлектронной аппаратуры, основанной на использовании рабочих веществ со стабильной температурой плавления.

Плавление, элемент радиоэлектронной аппаратуры, термоэлектрическая батарея, охлаждение В настоящее время одним из распространенных методов отвода тепла от элементов радиоэлектронной аппаратуры (РЭА) с высокими тепловыделениями является принудительное жидкостное охлаждение. При использовании этого метода отвод тепла от элементов РЭА производится за счет прокачивания охлаждающей жидкости через каналы в узлах охлаждаемого прибора. При этом может использоваться как одноконтурное охлаждение, так и охлаждение с промежуточным однофазным теплоносителем [1].

Одним из главных недостатков данного метода охлаждения является невозможность поддержания температуры элемента РЭА на заданном уровне с высокой точностью (осуществления термостабилизации элемента РЭА) вследствие большой ошибки термостатирования охлаждающей жидкости.

Для повышения точности термостабилизации элементов РЭА в [2] предложена система термостабилизации проточного типа, основанная на использовании специальных рабочих веществ, имеющих стабильную температуру плавления. Термостабилизирующая система (рис. 1) включает в себя тонкостенный металлический контейнер 1 с рабочим веществом, имеющим стабильную температуру плавления, совпадающую с температурой термостатирования элемента РЭА 2, и размещенный в нем теплообменник 3, выполненный в виде металлической трубы, по которой нагнетатель 4 прокачивает охлаждаемую термоэлектрической батареей (ТЭБ) 5 жидкость.

Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. 1====================================== 3 состоит в определении количества рабочего вещества, необходимого для поддержания стабильной заданной рабочей представленной на рис. 1 термостабилизирующей системе определяется рассеиваемой мощностью, скрытой теплотой вещества, его количеством, параметраРис. 1 ми жидкостного теплообменника, температурой и скоростью протекающей в теплообменнике жидкости. Время поддержания стабильной температуры элемента РЭА с достаточной степенью точности оценивается формулой где qрв, рв, Vрв – скрытая теплота плавления, плотность и объем рабочего вещества соответственно; WРЭА – мощность, рассеиваемая элементом РЭА; ж – коэффициент теплоотдачи жидкости; S тal – площадь боковой поверхности теплообменника (металлической трубы), находящейся в контейнере с рабочим веществом; l – длина части металлической трубы, находящейся в контейнере с рабочим веществом; tстl – температура стенки теплообменника, находящейся в контейнере с рабочим веществом; tжl – температура жидкости, протекающей в части теплообменника, находящейся в контейнере с рабочим веществом.

Значение tстl принимается равным температуре плавления (кристаллизации) рабочего вещества tкр, а tжl определяется из решения задачи о протекании жидкости по полой трубе с заданной температурой внешней стенки. Допущение о равенстве температуры внешней стенки трубы теплообменника температуре плавления (кристаллизации) рабочего вещества справедливо для случая оребрения внутренней поверхности металлического контейнера и при наличии развитой естественной конвекции в жидкой фазе рабочего агента.

Для определения tжl рассмотрим элементарный объем цилиндрической формы, имеющий длину dx, внутренний радиус r и наружный радиус r + dr (рис. 2), тепловой поток qr в котором направлен от боковой поверхности к центру по нормали. В данном ===================================== Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. случае тепловой поток распространяется в радиальном направлении в результате теплопроводности, а конвективный перенос энергии имеет dr осевую направленность. Если учесть, что измеqr + dr нии равно изменению теплового потока в осевом направлении трубы и приравнять результирующие тепловые потоки, обусловленные теплопроводностью и конвекцией при установив- qx систему уравнений, описывающую теплообмен в трубе для полностью развитого ламинарного течения жидкости [3]:

при граничных условиях где u – скорость потока жидкости; ж – плотность охлаждающей жидкости; cж – удельная теплоемкость жидкости; ж – коэффициент теплопроводности жидкости; ст – коэффициент теплопроводности стенки трубы; а и b – внутренний и внешний радиусы трубы соответственно; Ааl = 2al – площадь внутренней поверхности стенки трубы, находящейся в контейнере с рабочим веществом; Аbl = 2bl – площадь внешней поверхности стенки трубы, находящейся в контейнере с рабочим веществом ( Аbl = S тal ).

При допущении о постоянстве tжl x первое дифференциальное уравнение в частных производных из системы (2) преобразуется в обыкновенное дифференциальное уравнение, в котором скорость на любом радиальном расстоянии r является функцией скорости на оси трубы umax [4], [5]. При полностью развитом ламинарном течении распределение скоростей в трубе является параболическим и может быть записано в безразмерном виде в зависимости от радиального расстояния следующим образом:

Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. 1====================================== Решение системы уравнений (2) с условиями (3)–(7) получено в [6] и выражается следующей зависимостью:

где tж вх l – средняя массовая температура жидкости на входе в часть теплообменника, находящуюся в контейнере с рабочим веществом;

Средняя массовая температура жидкости где V – объем части трубы, находящейся в контейнере с рабочим веществом.

Подставив (8) в (1), получим в котором ж может быть найдено из соотношения где Nu = 4.36 – число Нуссельта; = 1 + 1.8 ( 2a R ) – коэффициент, учитывающий изгиб трубы [1]; R – радиус изгиба трубы.

Для нормального функционирования термостабилизирующей системы необходимо использование ТЭБ с холодопроизводительностью, достаточной для снижения температуры протекающей жидкости со значения ===================================== Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. представляющего собой среднюю массовую температуру жидкости при x = l, до заданного значения tж вх l (естественный теплообмен жидкости с окружающей средой не учитывается).

При постоянной температуре на холодном спае ТЭБ TТЭБ х ее холодопроизводительность, необходимая для снижения температуры протекающей жидкости с tж вых l до tж вх l, может быть определена из соотношения где AaL = 2aL – площадь внутренней поверхности стенки трубы теплообменника, находящейся вне контейнера с рабочим веществом; L – длина части трубы теплообменника, расположенной вне контейнера с рабочим веществом; tжL – средняя массовая температура жидкости, протекающей по части теплообменника, находящейся вне контейнера с рабочим веществом.

Значение tжL определяется из выражения где tжL ( r, x ) – температура жидкости протекающей по части теплообменника, находящейся вне контейнера с рабочим веществом; V1 – объем части трубы, находящейся вне ( AbL = 2bL – площадь внешней поверхности стенки трубы теплообменника, находящейся вне контейнера с рабочим веществом).

Дальнейшая последовательность расчета параметров ТЭБ (оптимальные геометрические размеры, электро- и теплофизические параметры ветвей, значения питающего тока, потребляемой электроэнергии и т. п.) известна и может быть определена, например из [7].

На основе рассмотренной расчетной модели термостабилизирующей системы проведен численный эксперимент, результаты которого представлены на рис. 3–5.

Расчет производился при следующих исходных данных: в качестве рабочего вещества предполагалось использование азотнокислого никеля с qрв = 155 103 Дж кг, рв = = 2050 кг м3, Vрв = 0.21 103 м3, tкр = 56.7 °C ; в качестве охлаждающей жидкости – воды а = 1.5 103 м, b = 2.0 103 м, l = 0.2 м, L = 0.4 м (для зависимостей, приведенных на рис.

3, tж вх l = 15 °C ).

Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. 1======================================, мин го графики, изображенные на рис. 3) определяют, что длительность полного проплавления рабочего вещества, соответстumax = 0.3 м с условий: использовании в термостабилизирующей системе достаточного количества рабочего вещества, соответствующей 2.5 5.0 7.5 tТЭБх, °С температуры и скорости протекания жидкости в теплообменнике. Данные параРис. метры системы термостабилизации необходимо подбирать, исходя из количества тепла, выделяемого в единицу времени элементом РЭА, длительности его работы, а также характеристик ТЭБ, используемой для охлаждения жидкости. Последнее ограничение определяет прежде всего диапазон скоростей течения жидкости и максимальное понижение ее температуры. Так, при значительном увеличении скорости течения жидкости и понижении ее температуры необходимо использование более мощной ТЭБ с улучшенными энергетическими характеристиками (рис. 4, 5) или применение более громоздкого теплообменника (увеличение длины той его части, которая находится вне контейнера с рабочим веществом), что в подавляющем числе случаев является неприемлемым вследствие увеличения габаритных размеров системы термостабилизации.

1. Исакеев А. И., Киселев И. Г., Филатов В. В. Эффективные способы охлаждения силовых полупроводниковых приборов. Л.: Энергоиздат, 1982. 136 с.

===================================== Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. 2. Пат. РФ № 2180161 H 05 K 7/20, H 01 L 23/34. Устройство для термостабилизации элементов радиоэлектронной аппаратуры с высокими тепловыделениями / О. В. Евдулов, Т. А. Исмаилов, Ш. А. Юсуфов, Г. И. Аминов. Опубл. 27.02.2002. Бюл. № 6.

3. Лавренченко Г. К. Взаимосвязь температур потоков жидкостей в термоэлектрической батарее // Холодильная техника и технология. 1973. № 16. С. 63–67.

4. Мюллер И. Эвристические методы в инженерных разработках. М.: Радио и связь, 1984. 123 с.

5. Швец Ю. И., Диденко О. И., Липовецкая О. Д. Численное решение нестационарной сопряженной задачи теплообмена при ламинарном обтекании пластины // Промышленная теплотехника. 1988. Т. 10, № 4.

С. 21–25.

6. Аминов Г. И. Биотехнические системы термостабилизации для трансфузионной терапии. Автореф.

дис. … канд. техн. наук / СПбГЭТУ. СПб., 2001. 16 с.

7. Каганов М. А., Привин М. Р. Термоэлектрические тепловые насосы. Л.: Энергия, 1970. 176 с.

T. A. Ismailov, O. V. Evdulov, G. I. Aminov, Sh. A. Jusufov Dagestan state technical university Approached Calculation of Flowing Type Thermostabilisation System of the Radio-Electronic Equipment Elements Based on Application of Working Substances with Stable Fusion Temperature The approached settlement model of system thermostabilisation the radio-electronic equipment of flowing type based on use of working substances with stable temperature of fusion is considered.

Fusion, element of the radio-electronic equipment, the thermoelectric battery, cooling Статья поступила в редакцию 10 декабря 2002 г.

Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. 1====================================== Радиолокация и радионавигация УДК 621.396. Помехоустойчивость РЛС со сложным квазинепрерывным сигналом в условиях воздействия пассивных помех Рассмотрена модель приемника РЛС, предназначенного для оптимального обнаружения медленно флюктуирующего сигнала с большой базой на фоне "белого" шума, применительно к условиям воздействия распределенной помехи при использовании сложных сигналов, весовой обработки и коммутации на прием–передачу (в том числе и стробирование ближней зоны). Найдено выражение для отношения средних мощностей сигнала к помехе и к шуму на выходе линейной части одного из квадратурных каналов. Определены коэффициенты потерь на коммутацию и весовую обработку.

Радиолокация, РЛС, квазинепрерывный сигнал и режим работы, пассивные помехи, сложный сигнал, коммутация приемопередатчика, обработка сигнала В когерентных РЛС со сложным сигналом используют оптимальный приемник при обнаружении медленно флюктуирующего сигнала (со случайной начальной фазой, распределенной равномерно, и случайной амплитудой, распределенной по рэлеевскому закону) на фоне нормального "белого" шума. Будем рассматривать квазинепрерывный режим работы РЛС со сложным квазинепрерывным зондирующим сигналом [1], [2]. В этом режиме антенну станции попеременно подключают к выходу передатчика и к входу приемника. При этом сложномодулированный эхосигнал на входе приемника s ( t ) прерывается сигналом коммутации на прием и на передачу Sк ( t ) и претерпевает искажения, теряя при этом часть полезной энергии. Положительным свойством квазинепрерывного режима работы РЛС является возможность стробирования ближней зоны дистанции для устранения мощных помех этой зоны. В то же время дополнительная коммутация при приеме может приводить к искажениям формы исходной функции неопределенности сигнала [1], [2], [4].

В связи с этим при расчете помехоустойчивости обычно используют взаимную функцию неопределенности (ВФН) сигнала, учитывающую рассогласованность принимаемого эхосигнала и импульсной характеристики приемника [1].

===================================== Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. При гауссовской статистике сигнала и известной корреляционной матрице помех оптимальной допороговой обработкой аддитивной смеси сигнала и помехи будет линейная процедура вычисления корреляционного интеграла для каждого разрешаемого элемента по дальности и по скорости, т. е. вычисление ВФН сигнала в рабочей части плоскости неопределенности, где априори полагают наличие цели.

Рассмотрим линейный тракт приема, формирующий предпороговую статистику на основе квадратурных составляющих где m, l – номера элементов разрешения по времени задержки и по доплеровской частоте соответственно; – случайная величина, принимающая значения 0 или 1 в зависимости от наличия или отсутствия цели; Sк ( t ) – сигнал коммутации приемника; V ( t ) – весовая функция (Хемминга, Блэкмана и др.); x ( t ) – совокупный сигнал на входе приемника;

sc ( t ), ss ( t ) – квадратурные составляющие опорного сигнала; T – время анализа (наблюдения).

амплитудной манипуляции зондирующего сигнала; – ширина элемента разрешения по времени задержки. Если ближняя зона не блокируется (простейший случай), то J с = 0 и сигнал коммутации содержит лишь составляющую, инверсную огибающей зондирующего сигнала Sк ( t ) = 1 S ( t ), блокирующую приемник на время излучения передатчика. При необходимости блокирования сигнала ближней зоны J с 0 указывает число стробируемых элементов дальности.

Совокупный сигнал на входе приемника является аддитивной смесью сигнала s ( t ), шума ( t ) и помехи u ( t ). В свою очередь, S0, 0 – амплитуда и начальная фаза сигнала на входе приемника (случайные величины) соответственно;, – задержка по времени и сдвиг по доплеровской частоте отраженного сигнала относительно зондирующего соответственно; 0 – несущая (промежуточная) частота опорного сигнала; ( t ) – закон фазовой модуляции зондирующего сигнала. Помеха может быть представлена в виде Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. 1====================================== где u ji ( t ) = U 0 jiU ji ( t ) cos 0 + ji t + ji ( t ) + 0 ji – ji-я помеховая составляющая на входе приемника от j-го элемента разрешения по дистанции и i-го элемента разрешения по скорости; U 0 ji, 0 ji – амплитуда и начальная фаза этой составляющей (случайные величины) соответственно; U ji ( t ), ji ( t ) – законы ее амплитудной и фазовой модуляций;

ji – доплеровский сдвиг частоты этой составляющей помехи; j = 1, J ; i = I, I, причем J определяется протяженностью помехи по дистанции, а I – расстройкой I f частотного интервала f, начиная с которой помехой можно пренебречь.

Квадратурные составляющие опорного сигнала описываются как где = 2f – ширина элемента разрешения по доплеровскому сдвигу частоты; 0l – начальная фаза опорного сигнала.

Представленная математическая модель канала обработки является приближенной и не учитывает ряд факторов, например таких, как шумы квантования при использовании АЦП, различного рода нестабильности, неидеальность фронтов и др.

Особенностью расчета помехоустойчивости квазиоптимальных приемников, предназначенных для работы со сложными амплитудно-фазоманипулированными сигналами малой скважности, является то, что помеховые сигналы, отраженные от целей, расположенных в различных элементах дистанции, накладываются друг на друга.

Рассмотрим один элемент разрешения (m-й по дальности (задержке сигнала) и l-й по частоте Доплера). Для него статистика (1) где введены обозначения: ab… c = a ( t ) b ( t )… c ( t ) dt ( a ( t ), b ( t ), c ( t ) – произвольные интегрируемые в квадрате функции; B = Sк ( t )V ( t ).

Подстановкой (2) в (3) получим Можно показать, что при определенных допущениях статистика y ( ) подчиняется экспоненциальному закону распределения w ( y ) = b 1 ( ) exp y b ( ), где параметр распределения b ( ) = 2 с + п + ш Здесь и далее для сокращения записи математических выражений зависимость от времени указывается по мере необходимости.

===================================== Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. составляющих, входящих в выражение для рассматриваемой статистики, определяемых как средние на интервале [ 0, T ] мощности сигнала с = Pс, помехи п = Pп и шума ( ш = Pш ) на выходе одного из квадратурных каналов. Эти допущения сводятся к следующему:

• отраженный от цели сигнал имеет случайную начальную фазу, распределенную равномерно на интервале [ 0, 2 ], и амплитуду, распределенную по рэлеевскому закону;

• помеховые составляющие, образованные отдельными элементами разрешения, независимы между собой и имеют случайную начальную фазу, распределенную равномерно на интервале [ 0, 2 ], и амплитуду, распределенную по рэлеевскому закону;

не рассматриваются составляющие с удвоенной несущей частотой;

шум – "белый" нормальный.

Вероятность правильного обнаружения при фиксированной вероятности ложной тревоги Pлт для рассматриваемого приемника определяется известным выражением [1] где – отношение средней мощности сигнала к сумме средних мощностей шума и помехи на выходе линейной части приемника.

Выразим это отношение через средние за время наблюдения T мощности сигнала, помех и шума на входе приемника. Если Pc = S0 2 – значение импульсной мощности сигнала на входе приемника, то ее среднее значение как случайной величины Pc = = M {Pc} равно средней мощности (за период высокочастотного колебания) нефлуктуирующего сигнала. Аналогичные зависимости могут быть получены для помеховых составляющих Pji. Тогда средние за T мощности на выходе одного квадратурного канала линейной части приемника будут:

Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. 1====================================== Средняя мощность полезного сигнала Pсг на входе приемника находится в соответствии с основным уравнением радиолокации при учете интерференционного множителя Земли Vи (, ) и коэффициента ослабления при распространении в тропосфере Lтр ( R ) :

где kа = PG0 2 (P – излучаемая мощность; G0 – коэффициент усиления антенны; – длина волны; L – потери); – эффективная площадь рассеяния цели; G (, ) – нормированная диаграмма направленности антенны по мощности в свободном пространстве; R,, – сферические координаты цели относительно антенны РЛС;

Lr ( R ) = 10 ; п ( ), дБ км – коэффициент поглощения в тропосфере.

Как правило, в качестве модели шума используют "белый" гауссовский (нормальный) шум со спектральной плотностью мощности N 0, которая определяется коэффициентом шума приемника kш и шумовой температурой антенны Tа : N 0 = k Tа + ( kш 1) T0, где T0 = 290 K – стандартная температура, k = 1.38 1023 – постоянная Больцмана.

Подстановкой выражения (5) в (4) получим где для полезного сигнала – квадрат модуля нормированной ВФН взвешенного и прокоммутированного на прием– передачу отраженного от цели сигнала и опорного сигнала соответственно;

===================================== Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. коэффициент, характеризующий энергетические потери за счет взвешивания и коммутации на прием–передачу по отношению к согласованному приемнику при = m и Аналогично, для помеховых составляющих – коэффициент, характеризующий энергетические потери за счет взвешивания и коммутации для помех.

Если весовая обработка сигнала отсутствует ( Sк ( t ) = 1 S ( t ) ), то, с учетом, что S 2 ( ) = S (поскольку S {0, 1} ), для амплитудно-манипулированных сигналов и характеризует энергетические потери сигнала в m-м элементе разрешения по дальности за счет коммутации на прием–передачу.

S ( t M 0 ) остается в пределах интервала [ 0, T ] и является нормированной энергией сигнала или с учетом того, что S {0, 1}, она же численно равна интервалу времени, где существует сигнал, т. е. его эффективной длительности. Тоже касается и помеховых составляющих, причем с учетом, что U ji ( t ) = S ( t j ) и ji ( t ) = ( t j ), при j = m и Основной характеристикой пассивной помехи является распределение интенсивности отражений на плоскости "время–частота" Эта функция, иногда называемая функцией рассеяния помехи, часто представляется в виде произведения [1], [3]:

Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. 1====================================== где W ( ) = P ( ) k – нормированное распределение интенсивности помех по времени запаздывания (по дистанции); h0 (, f ) – нормированный к значению при f = 0 энергетический спектр флюктуаций пассивной помехи. Эти функции являются усредненными. В действительности, образованная участком поверхности или облака помеха является случайной и может характеризоваться соответствующей функцией распределения плотности вероятностей амплитуды и начальной фазы, мощности или эффективной поверхности рассеяния (ЭПР).

Помимо амплитудных (мощностных) характеристик пассивных помех важное значение имеют спектральные характеристики помех, иначе – нормированный энергетический спектр флюктуаций пассивной помехи h0 (, f ). Наибольшее распространение получила гауссовская форма энергетического спектра практически для всех типов пассивных помех [1]. В нормированном виде где ( ) – характеризует ширину спектра; f ( ) – характерна для морской поверхности или метеообразований и описывает сдвиг спектра отраженного сигнала из-за движения волн либо облаков. В общем случае для каждого элемента разрешения по дальности (задержки ) параметры распределения могут быть отличными от других задержек.

В выражении (9) неопределенным остался множитель W ( ), описывающий нормированное распределение интенсивности (мощности) помех по времени запаздывания (по дистанции). Он связан с нормированной средней мощностью помехи на входе приемника, порожденной шаровым слоем пространственно-распределенной помехи толщиной R в зависимости от дискретной дальности j R [1]:

где уд ( j R,, ) – зависимость удельной ЭПР распределенной пассивной помехи от координат; j R,, – дискретная дальность, угол места и азимут соответственно;

Lп ( j R ) – коэффициент ослабления помехи при распространении в тропосфере; dV – дифференциальный элемент области пространства. В этом выражении информация о пассивной помехе заключена в удельной ЭПР уд ( j R,, ).

===================================== Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. Свяжем среднюю нормированную импульсную мощность ji-й помеховой составляющей W ji с общей мощностью помехи W j от j-го слоя пространственно-распределенной помехи, определяемой выражением (11).

Импульсная мощность помехи, приходящая на дифференциальный элемент dtdf, с учетом (9) Общая нормированная мощность помехи от дифференциального слоя d :

где В частном случае (10) Нормированная мощность помехи на входе приемника, порождаемая ji-м элементом разрешения с площадью f на плоскости "время–частота":

Нормированная мощность помехи, порождаемая j-м элементом разрешения по всем доплеровским частотам, составляет и может быть вычислена согласно выражению (11).

Если на интервале изменением h0 (, f ) h1 ( ) от можно пренебречь, то где Таким образом, выражение (13) с учетом (11), (12) и (14) определяет нормированную мощность W ji, входящую в выражение (6).

Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. 1====================================== Практическое использование выражения (6) затруднительно, поэтому для приближенных расчетов сократим число параметров, выделив коррелированные и некоррелированные по задержке и доплеровской частоте f составляющие помехи и введя средние значения боковых лепестков ВФН ji ( m, l ). Тогда выражение (6) с учетом (7), (8) можно представить в виде где первая составляющая суммы в знаменателе представляет собой нормированную мощность шума на выходе квадратурного канала, вторая – коррелированную по и f ( j = m, i = l ) часть нормированной совокупной помехи, третья – коррелированную по f и некоррелированную по часть помехи, четвертая – коррелированную по и некоррелированную по f часть помехи, пятая – некоррелированную по и f часть помехи. Для сокращения записи формулы введены обозначения:

Если боковые лепестки ВФН достаточно равномерны, то для их характеристики можно ввести их средние значения:

п – среднее значение боковых лепестков ВФН в оставшейся области плоскости "время–частота";

п – среднее значение потерь на весовую обработку и коммутацию приемопередатчика для помеховых составляющих.

Тогда отношение мощности сигнала к сумме мощностей помехи и шума можно представить в виде ===================================== Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. где на, постоянная для заданной пространственно-распределенной помехи.

Таким образом, наряду со значениями боковых лепестков ВФН и спектральной характеристики (10) необходимо иметь зависимость нормированной средней мощности помехи W j от дискретной дальности j R (или j при заданном R ), которая находится по выражению (11). Эта зависимость определяется параметрами РЛС, ее положением в пространстве, видом диаграммы направленности антенны и характеристиками пространственно-распределенной помехи.

Подобный подход использован в [4] для определения требований к уровню боковых лепестков ВФН сложного сигнала при работе РЛС в условиях воздействия пространственно распределенной помехи.

1. Морская радиолокация / В. И. Винокуров, В. А. Генкин, С. П. Калениченко и др.; Под ред. В. И. Винокурова. Л.: Судостроение, 1986. 256 с.

2. Kalenitchenko S. P., Rodionov R. V. Clutter suppression in radar by quasi-continuous complex signal and processing algorithm structure optimisation // "2001 RADAR's Odyssey into Space" 2001 IEEE Radar Conference Atlanta, Georgia, May 1–3, 2001. Proceedings. Atlanta, Georgia: IEEE, 2001. P. 438–443.

3. Бакулев П. А., Степин В. М. Методы и устройства селекции движущихся целей. М.: Радио и связь, 1986. 288 с.

4. Kalenitchenko S. P., Mettus L. S., Veremjev V. I. The opportunity of application a complex modulation laws radar signals for remote sensing low atmosphere and water surface by ground-based radar // Fifth International Conference on Remote Sensing for Marine and Coastal Environments, San Diego, California, 5-7 October 1998. Proceedings. Vol. 1. Michigan: ERIM, 1998. P. 494–500.

S. P. Kalenichenko, L.S. Mettus Saint Petersburg state electrotecnical university "LETI" Noise-Immunity Analysis of Radar with the Complex Quasi-Continuous Signal in Clutter Radar receiver model intended for optimum detecting slowly fluctuating signal with a big compression factor on the background of the white noise is considered. This analysis is applicable to clutter conditions when using the complex signals, weighing processing and the transmit/receive mode switching of radar antenna (including strobing a near zone). An expression for the relations of the average power of the return signal to clutter and noise on output single-line part of the quadrature channel is founded. There was determined a loss factor while the switching and weighing processing.

Radar technique, quasi-continuous signal, transmitting/receiving mode, clutter, complex signal, transmitter/receiver switching, signal processing Статья поступила в редакцию 10 января 2003 г.

Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. 1====================================== УДК 621.396. Таганрогский государственный радиотехнический университет Исследование генераторных диодов Ганна миллиметрового диапазона в режиме усиления Обсуждаются результаты исследования возможности применения генераторных диодов Ганна при разработке усилителей СВЧ.

Диод Ганна, СВЧ, усиление Известно [1], [2], что усилитель СВЧ-колебаний может быть создан на основе любого диода, обладающего отрицательной проводимостью в необходимом частотном диапазоне. Это в равной степени относится к лавинно-пролетным, инжекционно-пролетным диодам и диодам Ганна. В твердотельных усилителях более перспективным считаются последние, которые при прочих равных технических возможностях упомянутых диодов позволяют реализовать усилитель с относительно низким коэффициентом шума.

Следует отметить, что отечественной промышленностью выпускаются только генераторные диоды Ганна, что создает определенные трудности при разработках широкополосных усилителей, поскольку в генераторных диодах не подвергаются жесткому контролю паразитные параметры эквивалентной схемы диода, уровень которых играет существенную роль при создании широкополосных усилительных устройств. Кроме того, разброс величин паразитных параметров от образца к образцу в генераторных диодах также не ограничивается. В этой связи целями настоящей статьи являются исследование усилительных свойств серийных генераторных диодов Ганна и выработка рекомендаций по их применению при разработках твердотельных усилителей. Для исследования выбраны диоды, рабочий диапазон которых в настоящее время мало исследован в плане построения усилителей.

Для исследования принята схема усилителя отражательного типа (как наиболее распространенная) на основе циркулятора ФЦВ1-9. В конструктивном отношении усилительная камера представляет собой устройство, выполненное на волноводном канале 7.2 3.4 мм 2. К месту включения диода в камеру высота волновода плавным переходом уменьшена до 1 мм для согласования проводимости диода с колебательной системой усилителя. В этом переходе по широкой стенке волновода включены три штыря на расстоянии друг от друга приблизительно в четверть длины волны, плавным погружением которых в волноводный канал компенсируется реактивная составляющая проводимости диода ===================================== Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. в диапазоне частот усиливаемых сигналов. Диод захвачен специальными держателями, предусматривающими возможность вертикального перемещения его в камере, что позволяет менять коэффициент включения диода в колебательную систему и таким образом влиять на амплитудно-частотную характеристику усилителя. В одном из держателей встроена схема питания диода в виде фильтра нижних частот. Короткозамкнутая часть усилительной камеры предусматривает изменение ее длины перемещением короткозамыкающего волноводного поршня.

Исследованию подвергались корпусные диоды Ганна типа АА718Д, рабочий диапазон частот которых, согласно техническим условиям, составляет 26… 32.2 ГГц. В зависимости от степени согласования диода с колебательной системой возможно получение узкополосного усиления в принципе на любой из частот упомянутого диапазона.

K, дБ На рис. 1 показана амплитудно-частотная характеристика исследуемой усилительной камеры, геометрия резонатора которой позволила получить широкополосный усилитель с параметрами, приемлемыми при разработках активных СВЧ-трактов. Из рис. 1 видно, что исследуемый усилитель в малосигнальном режиме (входной сигнал 10 мкВт) обеспечивал устойчивое усиление 10 дБ в полосе частот 27.45 … 27.65 ГГц и усиление 5 дБ в полосе частот 24.35… 27.80 ГГц. Максимальное усиление составило 14 дБ на частоте 27.5 ГГц. При повышении входного сигнала до уровня 1 мВт общее усиление падало примерно на 5 дБ на частотах упомянутого диапазона, т. е. реализовывалось устойчивое усиление в нелинейном режиме работы активного элемента. В соответствии с упомянутой ранее конструкцией усилительной камеры амплитудно-частотная характеристика (см. рис. 1) подвергалась незначительной коррекции во всем диапазоне частот в пределах ± 1… 2 дБ с помощью описанных здесь органов регулировки. Кроме того, усилительные свойства исследуемой волноводной камеры достаточно хорошо управлялись со стороны питающего диод напряжения, что нетрудно наблюдать по амплитудно-частотным характеристикам рис. 2, где изменение усиления в зависимости от напряжения питания объясняется изменением активной составляющей отрицательной проводимости диода, ответственной за усиление, а некоторое понижение коэффициента усиления – увеличением стеИзвестия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. 1====================================== пени рассогласования между проводимостью усилительной камеры и изменяющейся проводимостью диода.

В диапазоне входных сигналов 1…10 мВт происходит достаточно резкое падение коэффициента усиления, и этот участок входных сигналов относится к участку нелинейного усиления. Окончательное падение усиления с переходом в ослабление происходит в диапазоне входных сигналов 10… 50 мВт, который принято считать участком насыщения усилителя. Следует заметить, что упомянутые здесь цифры, характеризующие нелинейные свойства исследуемого усилителя, находятся в хорошем соответствии с исследованиями энергетических свойств диодов Ганна, подтверждающими, что начало области насыщения амплитудной характеристики приблизительно соответствует уровню выходной мощности генератора, построенного на этом диоде [1], [2] (для генераторного диода Ганна АА718Д уровень выходной мощности в режиме генерации находится как раз в пределах 10… 50 мВт. Динамические характеристики (рис. 3) – "мягкого" типа и имеют весьма слабый частотный разброс).

В процессе исследований измерен коэффициент шума усилителя, имеющего амплитудно-частотную характеристику, представленную на рис. 1 для малосигнального режима.

В диапазоне питающих напряжений 2.75… 3.85 В коэффициент шума усилителя находился в пределах 17 …19 дБ. Это позволило с учетом представленной амплитудной характеристики определить динамический диапазон входных сигналов исследуемого усилителя, соответствующий линейному усилению, который составил 50 дБ, что также находится в хорошем соответствии с опубликованными в этой области практическими материалами [1], [2].

В порядке общей оценки полученных результатов следует отметить, что разработки СВЧ-усилителей, несмотря на отсутствие специальных усилительных диодов Ганна, можно проводить на основе генераторных диодов, подтверждением чего являются представленные весьма удовлетворительные результаты. Коэффициент усиления – хорошоуправляемый параметр, и его значение зависит от степени согласования проводимостей диода и резонансной камеры усилителя. Однако следует подчеркнуть, что в усилителях отражательного типа коэффициент усиления ограничивается не свойствами диода и камеры, а ===================================== Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. величиной развязки между соседними плечами циркулятора, которая для создания устойчивого усиления обычно должна превышать коэффициент усиления примерно на 5 дБ и более, что в настоящей работе строго соблюдалось.

По совокупности представленных здесь параметров можно утверждать, что исследуемый усилитель относится к классу промежуточных усилителей мощности СВЧ, предшествующих при разработке передатчиков каскадам выходных усилителей.

1. Давыдова Н. С., Данюшевский Ю. З. Диодные генераторы и усилители СВЧ. М.: Радио и связь, 1986.

108 с.

2. Кэррол Дж. СВЧ генераторы на горячих электронах. М.: Мир, 1972. 350 с.

Y. I. Alexyev, E. S. Zagura Taganrog state university of radio engineering Observe the Generator of Gunn Diodes in Millimetric Range in Amplifying Regime The opportunity of application of generating Gunn diode is observed by development of amplifiers VHF.

Gunn diod, UHF, amplify Статья поступила в редакцию 25 декабря 2002 г.

Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. 1====================================== Конференции, семинары, симпозиумы

ЕВРОПЕЙСКИЙ СИМПОЗИУМ ПО РАДИОЛОКАЦИИ

(ГЕРМАНИЯ) GRS 2002 – German Radar Symposium 2002, 3–5 September 2002, Bonn Краткий обзор европейского симпозиума по радиолокации и его Радиолокация, симпозиум, синтезированная апертура, многопозиционные системы, многочастотные системы, радиолокация на транспорте Немецкий институт навигации в Бонне (Германия) – The German Institute of navigation (DGON) – в сентябре 2002 г. продолжил серию национальных конференций по радиолокации. Международный симпозиум GRS 2002 состоялся в г. Бонне, бывшей столице ФРГ, все еще являющейся научным центром Германии. Предыдущие два радиолокационных симпозиума были проведены в Мюнхене (IRS 98) и Берлине (GRS 2000). Организатор и основной спонсор конференции – Научный институт прикладных исследований (FGAN), расположенный вблизи Бонна и занимающийся научными и практическими разработками в области радиолокации. Спонсорами симпозиума были такие известные фирмы и организации, как "Сименс", "Фольксваген", "Ауди", "Бош", Европейская компания по аэронавтике, обороне и космосу (Europe Aeronautic Defense and Space Company – EADS), Технический университет Гамбург–Гарбург (TUHH) и другие. На симпозиуме были представлены доклады ведущих ученых Европы, Азии, Австралии, занимающихся научными исследованиями и разработками в области фундаментальных и прикладных работ по радиолокации как гражданского, так и военного назначения. В ходе симпозиума было заслушано более 110 докладов ученых из 13 стран по тематическим разделам (секциям):

• Формирование изображения в радарах с синтезированной апертурой.

• Траекторное радиолокационное сопровождение целей.

• Управление воздушным движением (УВД).

• Радарные сигнальные процессоры.

• Автомобильные радары, разработка антенн и антенные и решетки.

• Формирование радиолокационных изображений.

===================================== Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. Применение радаров в метеорологии, стабилизация ложных тревог и обработка сигналов от многих датчиков.

• Применение радаров для подповерхностного зондирования.

• Моделирование радиолокационных сигналов.

• Вопросы синтеза радиолокационных систем.

• Обнаружение радиолокационных целей в помехах.

• Радиолокационные приборы, элементы систем и технологии.

На одном из пленарных заседаний было заслушано несколько интересных докладов, посвященных стратегии двойных технологий в радиолокации, радарам с синтезированной апертурой для разведки целей и дистанционного мониторинга окружающей среды, радару Научно-исследовательского института физики высоких частот и радиолокации (FGAN – FHR) в г. Бонне, разработавшего в 1986 г. радиолокационную систему траекторного сопровождения и построения радиолокационных изображений объектов (Tracking Imaging Radar System – TIRA), использующего ЛЧМ-сигнал сантиметрового диапазона (800…2100 МГц) с разрешением по дальности 6.3 см, а также был дан обзор новых интеллектуальных радаров для автотранспорта, работающих на частотах от 24 до 77 ГГц.

Отметим несколько докладов на секциях. Разработки радаров с синтезированной апертурой (Synthesized Aperture Radar – SAR) идут в следующих направлениях: использование радиолокационных датчиков с синтезированной апертурой антенн для обнаружения и целеуказания подвижных целей на фоне помех от земли и моря; разработка методов сглаживания влияния движения платформы на отображение радиолокационной информации в SAR (компенсации флуктуаций носителя); использование шумовых зондирующих сигналов в SAR для повышения их помехоустойчивости; использование многопозиционных малых спутников для интерферометрических SAR для повышения точности измерения координат целей.

В нескольких докладах излагались результаты моделирования и испытаний радаров различного назначения с использованием шумовых и сложных сигналов, в частности, РЛС с синтезированной апертурой антенны для повышения помехозащищенности, наземных радаров освещения воздушной обстановки с целью повышения качества траекторного сопровождения, помехоустойчивости и электромагнитной совместимости. Большое количество докладов было посвящено многопозиционным радиолокационным системам, базирующимся в космосе и на Земле, в которых использовались новые алгоритмы слияния радиолокационных данных, поступающих от многопозиционных многодиапазонных РЛС.

Как и раньше, большое внимание исследователи уделяют пространственно-временной обработке сигналов в реальном времени, предлагая разнообразные алгоритмы подавления помех и обработки целей, работающие в реальном времени (алгоритмы Moving Target Indication – MTI и Space-Time Adaptive Processing – STAP), системы MTI-обнаружения и измерения параметров движущихся целей на фоне подстилающей поверхности. Доложены результаты по системам с высокими разрешающей способностью и точностью измерения координат целей. В настоящее время опытные образцы бортовых самолетных радаров SAR обеспечивают размеры ячейки разрешения 1010 см и менее.

Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2003. Вып. 1====================================== На секции автомобильных радаров были представлены последние результаты разработок радаров для предупреждения столкновений, обеспечения повышения безопасности движения транспорта (как автомобильного, так и железнодорожного). Новые разработки автомобильных радаров имеют следующие особенности:

• управление антенной системой (сканирование и изменение параметров диаграмм направленности с цифровым управлением положением лучей);

• использование несколько диапазонов миллиметровых волн на одном транспортном средстве, многопозиционное расположение излучателей на корпусе автомобиля или локомотива;

• применение сложных (в том числе и шумовых) когерентных зондирующих сигналов со сжатием, а также сверхширокополосных сигналов.

Совместно с радаром могут быть использованы и сканирующие по углу лазеры.

В ходе симпозиума на выставке были представлены: аппаратура автомобильных радаров, цифровые платы обработки сигналов, микроволновые блоки радаров и другие экспонаты. Участники конференции посетили Немецкий институт навигации в предместье Бонна, где были ознакомлены с РЛС TIRA (мощной РЛС для слежения и распознавания космических объектов) и с РЛС УВД с фразированной антенной решеткой, обеспечивающей информацию о движении самолетов в районе Бонна.

Доклады симпозиума опубликованы в сборнике: German Radar Symposium 2002, 3–5 September 2002, Bonn // Proceedings. Bonn: German Institute of Navigation. 627 p.

S. P. Kalinichenko The Sаint-Petersburg state electrotechnical university "LETI"

EUROPEAN RADIOLOCATION SYMPOSIUM (GERMANY)

GRS 2002 – German Radar Symposium 2002, 3–5 September 2002, Bonn The brief browse of a European radiolocation symposium and its Radiolocation, symposium, synthesized aperture, multiposition systems, multifrequency systems, radiolocation on a carrier Статья поступила в редакцию 20 декабря 2002 г.



Pages:     | 1 ||
 
Похожие работы:

«Министерство образования Республики Беларусь Учреждение образования Полоцкий государственный университет УТВЕРЖДАЮ Проректор по учебной работе В.В. Булах _ _ 2009г. Английский язык для начинающих радиотехнического факультета и факультета информационных технологий УЧЕБНО-МЕТОДИЧЕСКИЙ КОМПЛЕКС для студентов специальностей 40.01.01 Программное обеспечение информационных технологий 39.02.01 Моделирование и компьютерное проектирование РЭС 40.02.01 Вычислительные машины и сети 36.04.02 Промышленная...»

«144 ГЛАВА 5 РАСТРОВАЯ ЭЛЕКТРОННАЯ МИКРОСКОПИЯ 5.1. ВВЕДЕНИЕ Принципиально новая идея построения электронного микроскопа была сформулирована в 1935 году М.Кнолем (идея оптического сканирующего микроскопа была ранее высказана и реализована одним из создателей современного телевидения В.К.Зворыкиным в 1924 году) [1-5]. Согласно этой идее изображение объекта формируется последовательно по точкам и является результатом взаимодействия электронного пучка (зонда) с поверхностью образца. Каждая точка...»

«Информационные процессы, Том 13, № 4, 2013, стр. 306–335. 2013 Кузнецов, Баксанский, Жолков. c ИНФОРМАЦИОННОЕ ВЗАИМОДЕЙСТВИЕ От прагматических знаний к научным теориям. II Н.А. Кузнецов, О.Е.Баксанский, С.Ю.Жолков Институт радиотехники и электроники, Российская академия наук, Москва, Россия Институт философии, Москва, Россия НИУ нефти и газа им. И.М.Губкина, Москва, Россия Поступила в редколлегию 23.09.2013 Аннотация—Анализ априоризма в его “классическом” понимании и определение границ, в...»

«1 МИНИСТЕРСТВО ОБРАЗОВАНИЯ И НАУКИ РОССИЙСКОЙ ФЕДЕРАЦИИ ГОСУДАРСТВЕННОЕ ОБРАЗОВАТЕЛЬНОЕ УЧРЕЖДЕНИЕ ВЫСШЕГО ПРОФЕССИОНАЛЬНОГО ОБРАЗОВАНИЯ МОСКОВСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ ИНСТИТУТ РАДИОТЕХНИКИ, ЭЛЕКТРОНИКИ И АВТОМАТИКИ (ТЕХНИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ) ТЕОРИЯ ВЕРОЯТНОСТЕЙ КОНТРОЛЬНЫЕ ЗАДАНИЯ Для студентов очного обучения факультетов Электроники, ИТ и РТС МОСКВА 2011 2 Составители: А.Ф.Золотухина, О.А.Малыгина, Е.С. Мироненко, Т.А. Морозова, О.Э. Немировская-Дутчак, Э.В. Переходцева, И.Н. Руденская, Л.И....»

«Отчет ИРЭ им. В.А. Котельникова РАН по целевой программе Президиума РАН Поддержка молодых ученых за 2012 год: Федеральное государственное бюджетное учреждение наук и Институт радиотехники и электроники им. В.А. Котельникова Российской академии наук (включая Фрязинский, Саратовский и Ульяновский филиалы) в рамках интеграции с Вузами имеет 11 научно-образовательных центров, в которых обучается 538 cтудентов и 55 аспирантов, 1 докторант, 7 соискателей: 1. Кафедра твердотельной электроники и...»

«Учреждение образования БЕЛОРУССКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ УНИВЕРСИТЕТ ИНФОРМАТИКИ И РАДИОЭЛЕКТРОНИКИ 47 НАУЧНАЯ КОНФЕРЕНЦИЯ АСПИРАНТОВ, МАГИСТРАНТОВ И СИТУДЕНТОВ МАТЕРИАЛЫ СЕКЦИИ РАДИОТЕХНИЧЕСКИЕ СИСТЕМЫ 10 - 11 мая 2011 года Минск 2011 РЕДАКЦИОННАЯ КОЛЛЕГИЯ СБОРНИКА Батура М.П. ректор университета, д-р техн. наук, профессор Кузнецов А.П. проректор по научной работе, д-р техн. наук, профессор Хмыль А.А. проректор по учебной работе и социальным вопросам, д-р техн. наук, профессор Короткевич А.В. декан...»

«Некоммерческое акционерное общество АЛМАТИНСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ ЭНЕРГЕТИКИ И СВЯЗИ Кафедра Телекоммуникационные системы Специальность 6М071900 Радиотехника, электроника и телекоммуникации ДОПУЩЕН К ЗАЩИТЕ Зав. кафедрой к.т.н. Шагиахметов Д.Р. (ученая степень, звание, ФИО) (подпись) _ _ 2014г. МАГИСТЕРСКАЯ ДИССЕРТАЦИЯ пояснительная записка на тему: Исследование влияния различных факторов на скорость распространения сигнала по технологии WLL Магистрант_Абданбаева М.М. _ группа МТСп-12- (Ф.И.О.)...»

«ВВЕДЕНИЕ Быстрое развитие микроэлектронных технологий, рост степени интеграции и функциональной сложности привели к тому, что основу элементной базы большинства современных радиоэлектронных и вычислительных устройств составляют большие и сверхбольшие интегральные схемы (БИС и СБИС), содержащие сотни тысяч и миллионы транзисторных структур на полупроводниковом кристалле. При этом все шире используются специализированные (заказные и полузаказные) СБИС, при помощи которых достигается значительное...»

«621.391.2(07) № 4053 Р 851 МИНИСТЕРСТВО ОБРАЗОВАНИЯ И НАУКИ РОССИЙСКОЙ ФЕДЕРАЦИИ ФЕДЕРАЛЬНОЕ АГЕНТСТВО ПО ОБРАЗОВАНИЮ Технологический институт Федерального государственного образования Южный федеральный университет ПРИОРИТЕТНЫЙ НАЦИОНАЛЬНЫЙ ПРОЕКТ ОБРАЗОВАНИЕ (2006—2007 гг.) ТЕЛЕКОММУНИКАЦИОННЫХ СИСТЕМ КАФЕДРА РАДИОТЕХНИЧЕСКИХ И Руководство к циклу лабораторных работ МОДЕЛИРОВАНИЕ ДЕМОДУЛЯТОРОВ ФАЗОМАНИПУЛИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ Для студентов специальностей 210304 Радиоэлектронные системы и 210402...»

«Известия СПбГЭТУ ЛЭТИ 1’2007 СЕРИЯ История науки, образования и техники СО ЖАНИЕ ДЕР ИЗ ИСТОРИИ НАУКИ Редакционная коллегия: О. Г. Вендик Золотинкина Л. И. Начало радиометеорологии в России Партала М. А. Зарождение радиоразведки в русском флоте Ю. Е. Лавренко в русско-японскую войну 1904-1905 гг. В. И. Анисимов, А. А. Бузников, Лавренко Ю. Е. Коротковолновое радиолюбительство в истории радиотехники Л. И. Золотинкина, Любомиров А. М. Индукционная плавка оксидов В. В. Косарев, В. П. Котенко, в...»

«Работа выполнена в Федеральном государственном образовательном бюджетном учреждении высшего профессионального образования СанктПетербургский государственный университет телекоммуникаций им. проф. М.А. Бонч-Бруевича. Научный руководитель: доктор технических наук, профессор, Сергеев Валерий Варламович Официальные оппоненты: Сороцкий Владимир Александрович, доктор технических наук, доцент, СанктПетербургский государственный политехнический университет, кафедра радиотехники и телекоммуникаций,...»






 
© 2014 www.kniga.seluk.ru - «Бесплатная электронная библиотека - Книги, пособия, учебники, издания, публикации»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.